MOSFET Citation 12後級

文/Nelson Pass（原文出自Audio Amateur）

這在篇文章中，我們要做兩件讀者過去未曾聽聞的事情。我們即將針對著名的Harman Kardon Citation 12管機進行修改，很少人會對這部成品機進行改機，此外，我們還將改為MOSFET輸出的設計，這跟過去常見的Bipolar晶體電路有很大的差異。本文所描述的改機技巧僅提供給有技術底子的讀者來實行，還有，Harman Kardon還特別提醒我一定要跟讀者講，就是經過修改的機器會喪失維修保固的權利，這點可別忽略了。

Harmon Kardon Citation 12

在Citation 12的時代，那可是非常優異的擴大機，運用許多當年非常先進的技術與觀念，譬如兩個分離的電源供應器、直接交連、與無限流的大功率輸出設計，不過從現在的角度來看，這都不是太特別的東西。不過這些優點，讓本機跟競爭對手Dynaco 120比起來，音質有其獨到之處。它幾乎可以驅動任何難搞的負載，非常穩定可靠。我當年還是個維修技師時，修過不少Dynaco、Phase Linear、McIntosh、Pioneer與Sansui的擴大機，不過就從沒看到哪部Citation 12故障品在我的工作檯上出現。

我還有一個很特殊的理由支持以Citation 12開刀：這是第一部我自己花錢購買的擴大機。在多年以前，當我還是在ESS Inc（當時只是學生打工，他們的電路不是我設計的）打工的工讀生時，那部朋友代裝的擴大機故障，讓我多日無法聆聽音樂，一如所有DIY玩家的直覺反應，我當下就準備了一堆零件，準備把Citation動刀，修改成一部強捍的擴大機，為我繼續服務。

首先，我決定把Citation 12接上一個可以調整交流電壓的自耦變壓器，緩慢的提升電壓，將可以保持改機後開機的安全性。我發現，兩聲道的輸出直流相當高，儘管我重複的檢查電路，也沒看到任何問題，既然沒看到什麼大問題，那就直接上電接喇叭來聽吧！一開機，低音單體好像要迎面衝過來般地往前移動，不過隔了幾秒之後，一切又恢復正常，擴大機也如預期的播放音樂。我此時發現Citation 12的第一個瑕疵：開機脈衝，但這個脈衝在人耳可覺察的頻率範圍以外。

我保留這部擴大機相當長的時間，一直被我視為很優異的設計典範，直到我創立Threshold後，有天一個半導體供應商提供大量的MOSFET給我們試用，這才讓我想到可以用這種晶體來改機看看。這些MOSFET的腳位跟Citation 12使用的功率晶體一致，加上MOSFET可以有效的簡化電路，可以讓Citation 12的電路架構顯得更為簡潔優異。

功率MOSFET

我們可以發現，從Terminal 1到Terminal 3之間的電流量，將與Terminal 1與Terminal 3之間的電壓呈現一定的關係，當Terminal 1與Terminal 3或Terminal 2與Terminal 3之間的電壓產生波動時，流過Terminal 1與Terminal 3之間的電流也會對應的改變，從圖二中，我們可以看出MOSFET、真空管與電晶體之間，在電壓、電流改變時所繪製出的曲線。

在圖二中，我們可以發現，輸出電流除以輸入電壓的比值，以傳統晶體最大，因為這是一個電流控制元件，乘上一個增益值後，就可以造成一個電壓變化。如圖二所示，功率MOSFET與真空管就有類似的特性，不過MOSFET的互導值更高，並且可以在跟晶體相同的工作電壓下運作。簡單的說，功率MOSFET就像一個真空管，但維持高互導的特性。同時與電晶體的使用電壓非常相近。

功率MOSFET也可以應用互補設計，P通道跟N通道MOSFET就像PNP與NPN晶體那樣，可以做鏡向對稱的電路架構，這一點，就不是真空管所能做到的。

功率MOSFET的優點

首先，功率MOSFET對於驅動電流的需求微乎其微，因此可以省略驅動級晶體的存在。其次，他們也沒有二次崩潰效應的問題，因此可以輕易的勝過傳統雙極晶體，在高電壓下運作。因為電晶體具有正溫度係數的特性，將使得溫度集中在某一區域上，造成這個區域的溫度越來越高，工作負擔也越來越重，最後造成晶體毀損的問題。不過，功率MOSFET恰好相反，呈現負溫度係數的特性，因此熱能可以均勻的分散，讓半導體完整的去承擔放大工作，適應較高的電壓與功率。這個特性也可以有效避免一般電晶體擴大機的熱跑脫問題，輕易的發揮熱補償作用，維持擴大機的穩定工作。還有，MOSFET在物理特性上，呈現比較快速的反應，因此上升與下降速度都可以在150ns左右，相較之下，一般功率晶體的速度至少遲緩數倍之多。

功率MOSFET的缺點

在很多擴大機或設計中，功率MOSFET比功率晶體表現更優異的線性度，不過有一個例外，就是把MOSFET用在緩衝上，然後以低阻抗的訊源驅動，此時MOSFET失真上的優勢不再，晶體此時的失真可以是MOSFET的三分之一。

另一個廣為人知的說法，就是在使用功率MOSFET併聯時，是不能不使用源極電阻來控制每個併聯晶體的靜態電流，唯有如此，才能確保每個併聯晶體分擔相同的工作負擔，而不至於有所偏頗。我們可以發現，除非已經做到徹底的配對，不然，千萬不能捨棄這個電阻，這樣才能確保擴大機的穩定性。

另一個會造成音質差異的因素，是MOSFET偏高的輸入電容，這個電容值約在500PF~1000PF之譜，著實不小。譬如說，如果要做到100V/uS的迴轉率，那就得在1000PF的輸入電容上注入高達1A的電流！因此當我們設計MOSFET的電路時，就必須特別注意，縱使驅動電路可以有效的簡化，但一定要提供足夠的電流才行。

很慶幸的是，在實際的使用上，我們得處理的電容現象大多集中在閘極-源極之間，這跟閘極與渠極之間的電壓擺動影響有限，在我們計畫的這部後級中，擴大機前端電路只要推出0.003A的電流，就可以在輸出功率晶體的輸入電容上，創造40V/uS的迴轉率，此時的輸入電容約為100PF。這個電容值大約是MOSFET規格圖表上的五分之一，證明絕大多數的電容都存在於閘極跟源極之間。

在此我必須特別提出一個MOSFET在使用上的關鍵點。跟雙極電晶體相比，MOSFET的互導比較低，因此在相同的驅動電壓下，MOSFET的輸出功率會不如雙極電晶體高，或者說，電壓的利用率比較低。為了解決這個問題，我們多半得使用比較高的供應電壓，或者說，將輸出級與驅動級分開來，讓驅動級使用比較高的電壓，也可以解決這個電壓利用率較低的問題。

簡化的電路架構

在圖五中，我們可以看到Q1跟Q2是標準的雙差動放大，輸出電壓驅動Q3這個NPN電壓放大晶體，而R1與R2則是用來提供這三個晶體所需的偏壓。Q3的輸出端面對一個靴帶式電流源（包含R3、R4與C1），還有一個電壓源，提供輸出晶體所需的偏壓。Q5的角色則是擔任電位調整的效果，使得負端的Q7功率晶體獲得相對稱的電壓浮動。Q4為電流放大器，驅動正電壓端的Q6功率晶體。圖六的電路基本上與圖五相同，不過Q6跟Q7已經改為功率MOSFET，同時Q4也被省略了，因為此時已經不需要多一個電流放大級來驅動Q6。

實際的電路架構

R1電阻提供2mA的電流給Q1與Q2平均使用，從Q1流過的1mA電流通過R2，提供大約0.65V的偏壓在Q3晶體的基極與射極。這個直流電流加上交流訊號後，進入Q3，同時得面對R3與R4（與C3構成的靴帶式增阻電路）創造的高阻抗，因此會在Q3的集極上，創造一個很大的電壓增益。經過電壓放大後的訊號送到Q6，而負電壓端的訊號則是送到Q5、Q7構成的電路，在這個電路中，R5的動作類似於R2，而R9則是用來限制Q5的增益。

R16、R15、R10所構成的網路，則可以抑制本電路增益級與內部電容之間可能產生的振盪，C6與R10併聯，可以避免這個電阻不至於通過音頻訊號，如此將可能導致過熱而燒毀這個電阻。C4則是一個提供阻尼的電容，可以透過提供第二個高頻環路的方式來強化電路的穩定性，強迫迴授網路忽略輸出級在高頻端的動作，使得前端電路的頻率響應維持在800KHz以上。

圖五跟圖六裡頭的偏壓網路已經由Q4與R17、R18、C5取代，構成一個穩定的恆壓源，電壓的多寡可由R17可變電阻來做調整，至於C5，則可以提供這個偏壓網路在各種頻率下工作的穩定性。D3可以確保整個電路在切割點上呈現正負對稱的狀態，D1與D2則提供一個電流路徑，當後級輸出面對強大的抗性負載導致強烈的反電動勢時，這兩個二極體可以發揮疏導的效果，將電路保護住。R6、R7與C3構成一個負迴授網路，提供一個大約0.7Hz的低頻截止點。

我想有必要針對R3、R4與C1所構成的靴帶式增阻電路作一些動作分析。他的出發點，就是希望用最低廉的代價，為Q3取得一個恆流源負載，這個負載的等效交流阻抗非常、非常的高，可以使得Q3在極高的增益下運作，而此時的直流阻抗為R3+R4的總值，9.4K。這會提供Q3大約3mA的A類直流偏流，對於增益級而言，並沒有造成沈重的負載。

因為R3跟R4間的節點會透過C1電容來發揮增阻效應，這個C1電容的另一端，與擴大機的低阻抗輸出端相連，使得這個R3與R4的節點會同步的起伏波動。因為輸出電壓幾乎於Q3的集極電壓一致，因此橫跨在R4上的電壓降也幾乎不變，使得通過R4的電流穩定不變，這個動作行為，不正就是一個恆流源？從這個角度來看，Q3可以在八歐姆的負載下進行完整的擺福動作，但此時的偏流變化也不過10%，相較之下，如果沒有這個靴帶增阻電路，那此時的變化幅度將會高達100%之譜。這個設計技巧，對於提昇整個系統的增益與穩定性助益甚大，不過電路卻仍能維持高度的簡潔與低廉的成本。

上述提到的增阻效應，可以在寬廣的頻率範圍內動作，從0.14Hz的低頻到高頻端的300KHz，都可以發揮優異的效果。

動手實做修改

我也同時把輸出端的熱保護元件與保險絲也一併拆了，反正是自己用的，我並不需要這些額外的零件來破壞音質。以我個人的角度來看，我也不怎麼信賴原先機器上的功率晶體插座，所以決定直接把零件跟線材銲在TO-3晶體的接腳上，完全拔掉這個功率晶體插座。另外，也從機座的底面拆掉、移除所有的電容，只留下那幾個電腦級的電源濾波電解電容。

圖十三顯示出主要的交流線路徑， 不過你會發現少了熱補償晶體，但在實際的工作上，卻絲毫沒有差別。接著將TO-3包裝的MOSFET功率晶體裝上去，依序擺上絕緣雲母片、螺絲絕緣粒…….等等，注意，在晶體的外殼就是渠極Drain，因此必要的線材應該連到這邊。圖十四為輸出晶體的連接方式，而外部導線的拉法，則可以參考圖十三。在將功率晶體固定在散熱片上之後，最重要的工作，就是要測量晶體的外殼有沒有跟散熱片短路？這是非常關鍵的絕緣動作。測量的方式很簡單，就是使用一個三用電表，轉到歐姆檔，一個探棒擺在晶體的金屬外殼，另一個探棒擺在散熱片上，不過，因為散熱片表面有陽極處理，因此有必要用探棒稍微刮一下表面，確定探棒與散熱片有接觸，否則隔著陽極處理漆膜，都只會呈現絕緣狀態的。

當我們完成功率晶體的安裝與必要的接線之後，接著就是將擺著MOSFET的散熱片裝回去機箱中，並且完成散熱片與電路板之間的連線。注意，在圖十三中，為了做到最佳的連接與降低端子的連接電阻，有許多連線已經直接銲在PCB上，完全捨棄了端子的存在。另外，我在電源供應器的濾波電容上，併上了0.47uF/100V的小電容，來改善電解電容在高頻的損失角，這個零件並非必須，不至於影響電路的正常工作。我同時也在橋式整流上併聯了0.01uF電容，這可以改善二極體的rf放射，當然，這也是作為改善之用，也不會影響電路的正常動作。

從圖十一與圖十二的電路板正反面圖檔中，讀者可以比較清晰的看出接法。請特別注意電路板背面的部分地方以18號AWG的銅線短路，其中兩條，就是取代原本一個串連在輸出端的電感/電阻元件（99%的晶體電路大概都會加上這個東西），這樣將可以減少部分的失真。原本的電路板規劃，雖然歷經多個版本，但是卻將迴授的位置擺在離輸出端還有一點距離的地方，這一點點的距離，雖然僅是PCB上短短的銅箔，但卻會與實際的輸出端產生幾毫伏的差異，造成奇次諧波的失真問題。

跟一般DIY裝機的原則相同，千萬要注意每個有極性零件的接腳，不能弄錯，另外在焊接時，也要小心的控制時間，避免高熱破壞了零件。因為這些修改過程是針對比較有經驗的DIY玩家而設計的，因此就不去談太過細節的裝機技巧。盡量讓TO-92晶體留下足夠長度的接腳，Q5跟Q3則有必要加上小型散熱片。

擴大機上電測試

以下的測試非常重要，必須非常謹慎的進行，先從一個聲道開始，然後接著再測試另一個聲道。有一個技巧可供參考，未測試的那個聲道，可以先將保險絲拿掉，至於測試中的那個聲道，則可以使用1A的快燃保險絲，做到妥善的保護。從訊號產生器使用低電壓的訊號1V、1KHz注入擴大機的輸入端，注意這個訊號產生器的接地跟示波器的接地應該浮接，示波器應該做到大地接地。在沒有負載的情況下，量測輸出端的波形。

將示波器的垂直格度設定為5V/div，平行格度設定為0.2mS/div，最好能使用自耦變壓器來緩慢提升供應電壓，然後謹慎的用示波器觀察輸出。輸出端一開始會呈現些許的直流電壓，然後逐步降低，接著控制訊號的多寡，在示波器上顯示正負2V的正弦波，如果到此順利，那就繼續提高自耦變壓器的輸出電壓，一直到全電壓供應為止。如果到此為止都沒有任何保險絲燒毀的異狀，下一步就是去緩慢的增加訊號產生器的輸出電壓，直到擴大機的輸出呈現切割點（大約在正負30V左右），請仔細觀察是否有任何震盪異狀或嚴重的失真問題。

完成上述測試後，請複製相同的過程到另一個聲道上。當兩聲道都可以在無負載下成功的運作時，接著將兩聲道的保險絲換成4A的，在輸出端加上八歐姆的電阻負載，繼續上面的測試，然後觀察保險絲有沒有燒毀？波形有沒有正常？你可能會看到一些交叉失真，這對一部沒有偏壓的後級來說，是很正常的，只要在稍後將偏壓可變電阻設定好了，就不會有交叉失真了。

當兩個聲道都可以在全功率的情況下推動八歐姆負載時，我們可以接著去調整這部擴大機輸出級的偏流，原則很簡單，就是要調整偏流，讓擴大機不再產生交叉失真為止，此時大約是在輸出級有100mA的靜態偏流。作法如下：參考圖二十五，將正負8V的訊號注入八歐姆的負載，然後觀察示波器，逐漸調高偏流，直到交叉失真不再出現為止。做這個動作時要非常小心，因為很可能因為求好心切而將，然後觀察示波器，逐漸調高偏流，直到交叉失真不再出現為止。做這個動作時要非常小心，因為很可能因為求好心切而將偏流調得太高。把負載拿掉，然後每隔十五分鐘就以手觸摸散熱片，檢視散熱片的溫度。理想的狀況下，每個聲道在靜態時，應該在散熱片上呈現微溫。如果溫度太高了，可以將偏流降低，如果散熱片毫無溫度可言，則應該謹慎的將偏流調高，直到溫溫的為止。

每隔十五分鐘檢查散熱片的溫度跟偏流的多寡、失真現象，視情況不斷的進行調整，如果你運氣不錯，手上有電流檢測探棒，那整個過程可以更簡單，就將偏流設定在100mA，然後不斷的工作、觀察即可。當然也可用另外一招，就是在正負電源處串上一個一歐姆的電阻，然後調整偏流，當限流電阻上出現100mV的直流電壓時，就是正確的偏流狀態了。

利用擴大機來進行自我測試

在聲道B的輸出端，我們也會觀察到隨著聲道A工作狀況所產生的失真現象。這是因為絕大多數的擴大機失真，多半與電流的波動緊密關連（這也是Stasis設計的重要論點），因此利用這個簡單的測試技巧，就可以用很簡單低廉的方式來觀察失真，要觀察到0.8%的總諧波失真並不困難。這個測試方式對於控制擴大機的偏流特別方便，因為我們可以清楚的看到交叉失真或其他現象。

利用這個測試技巧，也可以看出當電路板與其他的端子之間的連接不良時所產生的失真問題。（我在剛拿到這部後級時，就發現這個問題，不過經過我的清潔與重新焊接後，就解決了）要評估失真的百分比時，切記，從示波器上看到的電壓除以另一聲道另一聲道的輸出電壓，會等於失真值。舉例來說，如果聲道A的輸出電壓是正負28V（20Vrms），並透過八歐姆電阻注入聲道B，則會在聲道B的輸出端呈現一個訊號，此訊號由是由聲道A的輸出除以阻尼因數（正負0.225V的正弦波）加上聲道B在八歐姆負載下的等效失真。在這個情況下，0.28V的尖峰失真值意味1%的最高失真，以一部平均失真0.1%的擴大機來說，這個尖峰值還算合理的。

性能表現

就音質表現來說，修改之後的Citation 12有了非常大幅度的提升，特別是在高頻的部分，原先的Citation 12在此處已經是捶胸頓足，模糊不堪，但此時卻呈現細節豐富、音色甜美的特質。音像與中頻的細節增進不少，不過在低頻的部分（Citation 12的強處），本機的表現還是維持快速的反應，如平面喇叭一般，跟一般追求勁道的低頻略有差異。

整體來說，我希望各位讀者都有機會可以嘗試這些修改過程並從中獲得樂趣，沒有一部擴大機會比自己裝的來得動聽，當然，也沒有一部市售的擴大機可以帶來同等的滿足享受。雖然我跟雜誌編輯同仁反覆的檢視這篇文章，但多少還是有可能發生一點錯誤，希望有心動手的讀者可以仔細的對照零件表、電路圖與電路板的佈局，避免任何疏忽。

這部我修改的擴大機已經順利工作六個月以上，我保證在製作與測試過程中沒有任何問題，歡迎動手吧！

預祝裝機順利，Nelson Pass。