掌握DZ LOWTIM的各項變數

文/張國平

相信已經有很多朋友都收到DZ的LOWTIM後級PCB，心急的朋友都已經迫不及待的裝起來了。有人裝起來響得很好；也有苦惱找不到原線路晶體，也不知道該找哪些晶體代用；也有的LOWTIM已經冒煙，燒電阻燒晶體了。相同的PCB，確有著這麼多種不同的結果。這有點像〝一種米養百種人〞這句俗諺所述，各種結果都有呢。

在不確定所有狀況之前，強烈建議您先看過唐凌前輩所撰〝「小天使」後級放大器〞這篇文章（從DZ首頁>>DIY論述>>後級>>小天使後級放大器）。剛開始看可能會一頭霧水，但是希望您把這篇文章列印下來，電路圖繪下來（不要理會最後一張線路圖被原子筆修改的部分），仔細照著文章流程，準備計算機跟計算紙，跟著算跟著畫圖。第一次看不懂看第二次，在不懂看第三次、第四次……，或是找人問，上各大討論區問。為什麼要做這些前置作業？為了要讓自己掌握電路中所有變數，為了讓自己在電阻冒煙的時候知道為什麼，一切都是為了電路穩定的完成。

輸入級的設定

從源頭開始，訊號輸入後首當其衝的就是兩兩相對的晶體組成的電路，這種電路叫做〝差動放大〞。這裡是使用雙差動的接法，上下半邊所用的周邊零件都完全相同，只是在晶體極性上有NPN及PNP的相反，所以這裡暫時只討論上半部。下半部的所有設定，屆時在依樣畫葫蘆即可。

如（圖一）所示：這樣的架構下，在兩枚晶體的射極接在一起，兩枚晶體流過的電流會相同。假設我們讓每一枚晶體流過1mA，下方的電流源就應該提供2mA的電流，好給兩邊的晶體一人一半。

怎麼生出2mA的電流源？在「小天使」裡，為了架構的簡單，這枚電流源是用計算出來的電阻配上。雖然簡單，但是隨著電源的變動或是修改，這樣的電流源感覺並不是很可靠。在DZ的LOWTIM裡面，直接使用了NS出品的LM334Z恆流源IC，省去了許多麻煩，只要照Datasheet上的指示，就可以輕鬆得到所需的電流，如（圖二）所示：

在常溫下：ISET（mA）= 68 / RSET

I = 2mA 所以求出 R = 34Ω

另外，在LM334Z組成的恆流源到-VCC的地方，又加入了一枚10K的電阻，這枚電阻的功用在幫助分攤一些LM334Z兩端的壓降。若需要更高的功率，加上稍高的電源電壓，-VCC的電壓全部施在LM334Z上，恐有超過耐壓極限燒毀或發熱之虞。在這裡加上10K的電阻，流過2mA的電流，就有：

10K ×2mA=20V

左右的電壓降在這枚電阻上，也就是說幫LM334Z檔掉了20V。如果-VCC處為35V，LM334Z兩端只需負擔15V左右的電壓即可。一方面這枚10K電阻兩端的電壓，可以作為檢測電路的參考，如果電流源動作異常，必定會反映在這枚電阻上。

再回到差動放大的上半部。在Q1、Q2的集極電阻，應該選用多大的數值？先偷看一下下一級的連接，相對於+VCC到Q1的集極，至少要有下一級兩枚晶體的VBE電壓（原因為何？稍後會說明），大約是：

VBE ×2 = 0.6 ×2 = 1.2V

所以Q1集極上到+VCC之間該加的電阻數值必須至少為：

RC1 = 1.2V / 1mA = 1.2K

以上。在DZ的LOWTIM選用的是2.5K的電阻，較〝至少〞需要的電阻值大了一些，多出一點餘域。那麼，在RC1會得到的壓降應為：

VRC1 = 1mA ×2.5K =2.5V

如（圖三）所示：已經將PCB裝配好的朋友，可以拿數字電表去量量看R5、R6、R13、R14電阻兩端的電壓，是不是大約為這個數值？

與下一級的連結與設定

掌握了前端差動放大器的各項變數，接下來要與下一級做好連結的工作。這裡一般只是用一枚電晶體做CE組態的電壓放大器，早期LOWTIM的原設計、音響技術的SF-106N都是如此。CE組態放大器的輸入阻抗並不高，在第一級與第二級阻抗匹配上感覺有點美中不足，改進的方法有：像PH-113的作法，先進入一個射極隨藕器，再進入CE組態電壓放大器；DZ的LOWTIM使用的方法較類似PRE-110的作法，使用了兩枚晶體連接成類似達靈頓的狀態。

那麼，Q5、Q6的偏流該如何設定？線索從R5的兩端出發。由Q5的基極到Q6的射極，這樣經過兩個電晶體的BE接合面，所以Q5的基極到+VCC之間，至少要有1.2V以上的電壓差，才會使Q5、Q6導通。加入了R17、R18，目的在穩定Q5、Q6的偏流（因為VBE=0.6V也是假設的，實際上的VBE從0.55~0.7V可能都有），也對本級施以負迴授作用。

決定R17、R18的數值。如（圖四）所示：

Q5的射極到+VCC間的電壓差，也可以說是R17電阻兩端的電壓，應為：

VR17 = 2.5V - 0.6V = 1.9V

我們預計要讓Q5流過大約2mA左右的偏流，就是R17也要流過2mA的偏流，則R17為：

R17 = 1.9V / 2mA = 950Ω

取R17為1K，再驗算一下：

IR17 = 1.9V / 1K = 1.9mA

對於R18及Q6的偏流計算，也可以如法炮製。R18電阻兩端的電壓，應為：

VR18 = 1.9V - 0.6V = 1.3V

這裡預計要讓Q6流過大約4mA左右的偏流，就是R18也要流過4mA的偏流，則R18為：

R18 = 1.3V / 4mA = 325Ω

取R18為301Ω，再驗算回來：

IR18 = 1.3V / 301Ω = 4.3mA

這一些運算式都不難，都是近似解法，待電路實際完成後，所測量得到的數值也會跟這些計算出來的數值相去不遠，希望您能花點時間慢慢看懂，把這些前因後果理清楚。或許在電路出問題的時候，會有比較明確的思考方向；再者，嘗試自己設定各項參數，以手邊現有零件就能打造出自己的擴大機。

到目前為止，我們可以整理出一些結論，如（表一），來判斷前半部DZ LOWTIM的動作是不是正常。拿起數字電表（在這裡最好不要用三用電表去量，測量值會偏低，這跟三用電表的輸入阻抗有關），量量看前面所提到的每一枚電阻的電壓，電路中的所有狀態將在您自己的掌握。

（表一）

輸出級電路的規劃

輸出級的電路相當簡單，只是很普通的CC組態電流放大器。在這裡比較特殊的地方，加入了TIP/122/127達靈頓晶體，這樣再加上輸出功率晶體，就是三級達靈頓的方式，對於阻抗較低的喇叭，也能有充沛的電流驅動力。當然，這樣在PCB的規劃完成後，如果要做輸出級電路上的修改，也可以有很多彈性。

如（圖五）所示，輸出級的電路就是這個模樣。在右邊的就是CC組態的電流放大器，Q9的hfe值至少為1000（詳見TIP122/127的datasheet），Q11的hfe為80（詳見2SC5200/A1943的datasheet），則電流增益為：

AI = 1000 ×80 = 80000

也就是說，要前一級只要流0.1mA的電流過來，這裡就可以放大出8A的電力。對電壓放大級來說，負擔很輕。

右上方的是偏壓網路，從偏壓網路的兩端看過去，共有6組VBE的電壓，所以偏壓網路兩端的電壓應為：

VBAIS = 0.6 ×6 = 3.6V

由於偏壓網路是以電晶體自給偏壓方式，在CE兩端產生一個固定電壓。這裡還需設定R28、R29、VRBAIS的阻值，之間加入了一枚可變電阻VRBAIS。因為每一枚電晶體或多或少都會有一些誤差，這些電晶體間的誤差對偏壓網路兩端產生的電壓影響很大，沒有辦法很精確的決定R28、R29，還是需要在裝配完成後個別的調整。那麼在這裡的VBAIS兩端電壓調整範圍為何？

VBAIS（MAX）= 0.6 ×（1 +（2.5K + 500Ω）/ 470Ω）= 4.43V

VBAIS（MIN）= 0.6 ×（1 + 2.5K /（470Ω+ 500Ω））= 2.15V

可調範圍算是蠻寬廣的。這裡有一點要特別注意，在上電之前，一定要把VRBAIS調到中間的位置，或者是將VR調整靠近最小的VBAIS那一邊，以免在不知情下試機，是很容易因為偏流過高而燒掉功率晶體的。

到此，DZ的LOWTIM中每一枚晶體該流過多少電流，在關鍵的電阻兩端會有多少電壓。在您實際裝機出現問題的時候，參考這些數值，實際測量看看，應該可以很容易發現到問題的癥結所在。接下來我們會討論網友常見的問題：該怎麼找代用的晶體；該用什麼樣的變壓器；要怎麼提高輸出功率；要怎麼改成多對功率晶體並連；該怎麼加上DC Servo；萬一發生了不穩定的震盪現象，該如何處置？敬請待續