六種高水準RIAA EQ放大器

原文刊載於音響技術第51期

/唐凌

在電路的選擇與設計上，我們的原則大致是這樣的：

1. 印刷電路板計分三種規格： A､8.5 x 11cm( 固定孔為7.5 x 10cm)，在SF2000系列機箱中如果完全使用此規格時，計可裝三片，包括電源一片﹔B､18 x 11cm( 固定孔位為17 x 10cm)，在2000系列機箱中除可裝一片B規格外，另可裝一片A或C規格之電源﹔C､5.5 x 8.5cm( 固定孔為4.5 x 7.5cm)，主要供單一電源使用，每機箱只用一片，如該機箱內要用到複式電源時，電源部份可用A規格板。
2. 電源電路：主要分成兩類，一為正負電源，原則上供應±12 ~ ± 18伏電壓，變壓器隨機箱供應，電壓為可調式。另一為單極性電壓，原則上供應±20 ~ ± 35伏電壓，以上兩者均使用C規格線路板。如遇須要複合或特別供電源時，則採用A規格線路板。
3. 系統連接：儘可能採用插頭座連接方式，以便於更換另一線路時，只要將插頭拔下，插上即可，不必再以烙鐵銲線。
4. 服務：為了配合這個計劃，除去新的電路板依此規格設計之外，亦將過去曾經推介過的電路予以單元化重新繪圖印製，採高水準，高成本製作方式(重新編號)。在零件供應上，一方面分別供應線路板及零件，另一方面將裝製部份線路板，以供沒有裝機經驗的讀者插上即可使用。同時，假如你在裝製線路板時，如果發生了問題，也不妨買一片現成的，以便相互比較，並找出問題。

由於本系列線路板，特以高水準的方式製作，同時將供應部份裝配完成的基板，故特稱為Pro序列。Pro序列與SF序列另一最大的不同處是Pro序列除了問題的探討之外，對裝製上所發生的技巧上問題不擬做詳細的解答，讀者可經參考由本刊所製做的線路板，自行解決問題。

Pro-211

本線路來至Advent的線路，主要特點為差動式輸入，Q1 之集極為恆流負載，以及輸出級有一約為30Hz 轉折點的低頻截止濾波器。原設計電源供應為±12V，輸入輸出均有交連電容。全部結構甚為簡潔，頗值讀者一試。

電路設定

1. 輸入級為差動式輸入，正端為輸入，反相則供回授，與一般無異。
2. R5 提供Q1偏流，一般多用47K，但此電阻將與R2 共同形成唱頭之負載，假如唱頭之最佳負載阻抗為47K歐姆時，則R2 與R5之併聯值加上R1的串聯值應接近47K歐姆為原則。原機無R1，而R2為100K，R2為91K歐姆。
3. R1 x C1決定高頻限制點，且C1之容量亦與引線的潛佈容量共同成為唱頭之最佳負載電容。設唱頭之最佳負載電容為300P，引線電容為200P時，則C1可用100P補足(在Advent原機中，C1是空著由使用者自己加上的)，當決定C1為100P時，R1大約要用到2.7K才能阻止600KHz以上的廣播頻率進入，以防止高頻過載。
4. Q3為Q1之恆流源式集極負載，按原機之設計，R1 為1.2K､R4為15K，基極分壓為0.89伏，是故射極電壓約被固定在0.89－0.6V＝0.29伏，而其電流則為0.29/6.8K(R6)＝42μA。
5. Q1Q2 總電流為(12－0.6V)/100K(R7)＝110μA。
6. Q1之集極經R2交連至Q4之基極，由於Q3為一不肯定之負載，所以無法求得Q4基極電壓，但Q4集極卻可肯定極為接近0伏，此時R13之端電壓為12V，故其店流為12V/1.5K＝8mA。Q4應使用達靈頓管(A64)，以維持Q3之純粹動作。
7. R10 R11及C6C7為RIAA等化網路，除非欲做實驗，數值請照原值裝配。
8. Q5為射極隨耦輸出級，同時當作低頻截止濾波，其射極(輸出點)電壓乃受R15及R16之分壓減去0.6V所決定，是故R15R16應用最接近之一級，而Q5若能用達靈頓管，或Hfe較高之晶體則R15R16可用較大值，以免影響低頻濾波之設定。
9. 低頻截止濾波為主動性設計，斜率為每oct-12dB，轉折頻率由R17 x C8 (與C9等值)所決定，但輸出阻抗(慨為R18)的影響必須考慮，依：f＝ 公式計算，截止頻率大約為30Hz左右，如果希望更低一些，可加大R17值。

裝機要領及調整

裝製本機可說相當容易，如果零件及晶體沒有用錯，應該一裝就好，但也有幾點小要領：

1. 沒有十分把握時，可先裝Q5及R15R16 R18四元件，加電壓，量Q5之射極電壓，大概在±2V以內，即算通過。
2. 有了信心，接著再把其餘零件全部一次接上銲好，最好做一次兩聲道的對地靜態阻值比較。
3. 通電後量取Q4集極電壓，如在±2V以內亦屬正常。但根據電路研判，因R10R11串聯值大過R5甚多，所以此點電壓極可能是偏正的，除非讓Q2電流小於Q1甚多。希望讀者不要勉強去修正它(在SF 101中筆者雖告訴讀者動什麼會得到什麼結果，真正並不希望讀者去動它)。
4. 希望詳閱線路設定以後再裝。

Pro--212

這個線路來自PS Audio Model PS--II的唱頭專用放大器，既是屬於可以獨立使用的唱頭專用放大器，故其輸出阻抗安排的很低約僅數百歐姆，而全電路之增益亦較平常為高，可直接接往有GAIN控制的後級使用，是故應是那些視「音值控制」為鬼神者的最好選擇。

本電路第二個明顯的特點，就其RIAA的等化採用衰減型網路，就TIM的理論而言，這是有效降低TIM的方法之一。

電路設定

全電路大致分成兩「節」相同的架構，而其直流架構又略與SF 211相似，不同的是本電路全部採用直接交連，直到輸出級才使用了一個33μF的輸出交連電容器。茲將電路各動作要點簡析如下：

1. 輸入級非屬平衡式差動輸入級，是故最好由後面往前推演。
2. 設所加電源為±15V，Q4射極電壓為零，則R10為6.8K時，Q4之電流為2.2mA。
3. Q3射極電壓為Q4基極電壓亦即0.6V，故R9之端電壓為15.6伏，電流為1.56mA，設Q4基極分流可以忽略則R8之壓降為0.23伏。
4. Q3基極電壓0.23＋0.6＝0.83伏即為R3之壓降，R3電流46μA為Q1之集流。
5. R4可能有之壓降為46μA x 330＝0.015V，對推算R5之電流而言可忽略。
6. R39之端電壓為15V－0.6＝14.4伏，電流為370μA。
7. 由(4)及(6)可知Q2之電流為370μA－46μA＝323μA，可說是極不平衡的，而這種不平衡，對Q1而言，是賴R4之加入使射極電壓提高而獲得的。
8. 由Q5到Q9的設定大致與Q1到Q4同，唯Q9成為Q8 之恆流(或稱可變阻抗)負載，使此級電流雖僅安排在0.6V/330＝1.8mA左右，卻可獲得極低的阻抗。
9. Q1到Q4之增益由R6＋R7/ R7決定，約為30倍，而Q5到Q9則由R16＋R17/ R17決定，約為33倍，合計990倍，接近60dB。
10. RIAA等化網路由R11R12及C2C3所構成，此等化網路被號稱為具有±0.1dB的等化誤差，不過那幾枚電容電阻可不容易採購。(詳見本刊47期93及94頁)
11. 全電路增益既為60dB，若減去等化損失20dB，在1000Hz時，至少仍可為約40dB以上的增益。

裝機要領及調整

本機為全部直接交流電路，裝製時頗須一點小技巧，如果能循以下要領安裝，遇到的問題必少一些。

1. 先裝Q5到Q9 ，並將Q5基極接地後即通電試驗，此時輸出點電壓最好維持在±5V以內。如果超出時，可能的話修正R13，但最多只能變更一級。
2. 續裝Q1到Q4及RIAA網路，此時Q4之射極電位將直接送到Q5，是故於通電後應量取R20與R21接點上的電壓是否回復到大約±1V以內，如相差太遠，將(1)修正的R13換回原值看看，如偏離的更遠，就要修正R3 了。
3. 如果你為採購電路原值零件有困難時，可試用以下所建議的數值，在聽覺上，效果不會相差太遠的。

Pro--213

本線路原為Marshall Leach 先生所設計，一般對其評價甚高，事實上它亦只不過是一串級式的雙差動結構而已。這種基本的架構，似乎隨處可見。

值得注意的是它電源供給的方式，可能使音色有染色之虞，為什麼呢？我們可以從本刊36期105頁上的原圖看出，其±Vcc電壓乃經由一22歐姆之電阻，再加100μF電容作平滑濾波，這段網路，如就電源部份向放大器來看似無問題，因為電源既經活性濾波之後，已經足夠平滑不會有足夠產生交流聲的交流連波了。可是假如由放大器往電源看，問題可能就要發生了：對電源而言，放大器是一非穩定性的負載，其所索取的電流量隨信號振幅而變的( 儘管工作在A類 )，電流大時在22歐姆上的壓降大，電流小則小，由是加到放大器上的電壓是變動的，這種變動就是靠原圖中的C15C17 予以「傍路」的。在單級放大時，此電容稱為「傍路」，如為多級放大時，就稱為「反交連」，因為此變動的電壓，可隨電源迴路而交連到另外一級，此另外一級之相位如與本級同，當無「反交連」時會引起振盪，如與本級相反，則會降低增益。在Marshall 的電路中，C15C17的容量顯然是不足的，它可能使大約為100Hz以下的頻率產生不正常的衰減。有關這個問題，我們希望以另文再詳細討論。

電路設定

本電路使用了許多±5%級的電阻值，讀者在零星採購時，可能會發生一些困難，事實上這些阻值的設定，並未使電路工作於最理想的狀態，例如Q5Q6 的電流可能高到15mA以上，而且並不平衡，此種不平衡固可因直流回授而拉平，究竟露出了設計人在推演後的修正是不必要的。在裝製本機時，你可以完全依照原設計的設定值裝配，也可以照以下的設定進行實驗，或將兩者加以比較：

1. 供電壓改為±15V，當R6 改用100K後，電流約為15V/100K＝150μA。
2. 設Q1Q2平分75μA時，R4R5 為33K之壓降是75μA x 33K＝2.47V。此電壓可據以求出Q3Q4在某一電流要求時之R10 值。
3. Q5Q6的電流設定為3mA，則R13或R14之壓降將有3mA x 330＝1V，加上0.6伏即為Q5Q6基極或R11R12應有的壓降。
4. 設R11為5.6K，當壓降為1.6伏時之電流為1.6V/5.6＝285μA，Q3Q4合計為570μA。
5. 據(2)之2.47V減去0.6V為R10 之壓降，當Q3Q4電流需求為570μA時R10 值為1.87V/570μA＝3.3K。
6. 其餘交直流迴授RIAA等化網路等完全不改。

裝製要領

全部線路為直接交連，所以必須一次完成，如需做精確校調時，可將C3 短路，調整R11R12 的差異，使輸出點接近於±1V以內時，將C3 短路取去，可得最接近0V之輸出中點。

又全機主要電流流經Q5Q6 ，而Q5Q6 電流則由R10 所控制，可自行調整之。

pro--214

本線路來自Hafler DH-101前級擴大機，本刊於四十期時曾予詳細分析，並繪成SF---103線路板，且在SF--201中亦予採用，是大家所熟悉的線路。現在重新規劃為Pro--214線路板，是為了更適合於2000系列的製作。全部架構中，Q1Q2 使用小信號低雜音高hfe晶體，略有電壓放大作用，直流增益由R3 R7 或R4 R9 值而定，唯交流增益卻因R8 之介入而大增。Q3Q4 為極高增益之達靈頓複合管，使本電路產生足夠的開環路增益。

交流設計方面，除R8 形成Q1Q2 的共同射極負載外，RIAA網路由C7C8 R10 R11 及R15形成，自輸出點回授至Q1Q2 之射極，並由R8 限制之；R12 為直流回授電阻，用以維持輸出點電壓。由此可知本架構中之交直流回授是分路而走的。

電路設定

電路各值仍參考Hafler DH-101而設定，其直流分析如下：

1. 擬加電壓為±15V。
2. R5及R6 之端電壓為15－0.6V＝14.4V，電流為14.4/150K＝96μA。
3. 96μA電流除一部份經由R9R7 分流外餘均經Q1Q2 而達R3R4 。
4. 因R7R9 串連跨接在Q1Q2 之射極，故其端電壓為1.2V，分流量為1.2V/(22K＋22K)＝27μA。
5. 經由R3R4 之電流為96μA－27μA＝69μA。
6. R3R4 之壓降為69μA×22K＝1.52V。
7. 扣除Q3Q4 之BE電壓1.2V外，R13及R14 之電壓為0.32V，電流為3.2mA。

在交流動作方面，R8 及Q1Q2 之共射極電阻，加上來自RIAA網路的回授，Q1Q2 之輸入阻抗將低於hfe×R8 ，是故Q1Q2 之選擇，其hfe不能低於200。

RIAA網路方面的分析已詳見本刊47期96頁，其中R10R11 所用為±5%之數值及11K 130K，如不易購得時可更改為10K及120K。

裝製要領

本電路屬直流交連方式，故必須一次裝製完成始能測試，幾個裝製上應注意的事項是：

1. 幾個對稱的電阻如R3R4 或R5R6 等，其阻值力求接近。
2. Q3Q4 一定要用達靈頓管。
3. 裝製完成後，先做靜態對地阻值比較，再通電試驗，輸出點電壓應極接近於零。
4. 電源供應方面，儘可能維持±15V電壓，高低不宜相差1V以上。

Pro--215

本線路詳見本刊50期之介紹，是來自歐洲的一個線路。

全線路以二級單晶體共射極接地放大器外加一級射極隨耦輸出級所形成，RIAA網錄為衰減型，根據原作者的說明，是TIM極低的設計，但是在另一個觀點來看，因為均採單晶體共射極放大，屬於晶體本身的非線性失真是很難避免的，除非你能選到線性極佳的晶體。而且全部電錄的結構看來似簡單，卻無法像其他線路一樣，可以完全照圖施工。又原作者說，本電路只要參照表定各值予以更改，即可將全電路增益提高到足供MC唱頭放大之用。有關這個問題，最主要的關鍵，我想還是在於雜音與晶體的選擇，因為要提高增益，是簡單的事。

電路設定與裝製要領

在裝製本電路時，似乎應以設定與實驗同時進行比較容易，同時每一晶體均分別設定裝配。

1. 設所加直流電壓為35V，R4 、R11及R15 之壓降分別為5~7V，則實際加到Q1Q2Q3 之電壓約為28~30V。由Q1 開始裝起：
2. 先決定R6 之阻值：主要視(a) 所用Q1 的最低雜音指數電流及(b) 後隨網路之阻抗需求 而定。由原設計之R8 及RIAA網路各值來看，本電路在低頻部份仍有極大的衰減，原設計之用意何在，實不能令人明白。如照原設計當供電壓為24V，R6 維持1/2 Vcc壓降時，Q1 的電流為12V/25K＝0.48mA，R7之壓降為0.48mA×1K＝0.48V。
3. Q1 的基極電壓為0.6V＋0.56V＝1.16V，R5 值之確定必需根據Q1 在0.56mA集流時的hfe而定，但此hfe值並不是一很肯定的數字，我們可先根據24表定數值去推算。例如：設Q1 之表定hfe為400，則Ib＝Ic/400＝1.4μA。當R5 兩端壓降為24－1.16V＝22.84伏時，其阻值應為22.84V/1.4μA＝16MΩ。16MΩ的阻值太大了(買不到，而且PC板稍漏電就有問題了)。我們有兩種方法來更改電路：(a) Q1 改用hfe較小者，例如用100，則R5 亦將為19MΩ的四分之一約5MΩ，但仍太大；(b) 若能把R6 降低為10K(電流約為1.4mA)則R5 可能為2MΩ。
4. 依據推算先裝上R6 Q1 R7 ，再浮接2MΩ的R5 ，量取Q1 集極電壓，如在1/2 Vcc±20%以內即可預以定值。
5. Q1 的增益在hfe的範圍內，概由R6對R7 的比值而定，若R6 定為10K R7 定為1K時，增益約略小於十倍。如想提高增益，只好再降低R7 。
6. Q2 照Q1 的方法先設定，實驗再定值。所不同者，Q2 後面沒有網路，R13 可高些，但亦可能同樣會遇到R12 會大的離譜的情形。
7. Q3之設定，是以R18 有1/2 Vcc壓降為基準，而阻值一般約為4.7K，據此可求出電流並推算R16 值(注意R16 之壓降為1/2 Vcc－0.6V)
8. 由上可知Q1 Q2 要用hfe小的晶體，Q3 則可略大。
9. 在電源供應方面，筆者實在沒有十分弄懂原設計人何以採用這種分支式的供應法，因為就一般的設計慣例而言，這三級電路，後兩級為反相(指對電源而言)可共用一級反交連電路(即直接加於Vcc上)而Q1 另加一反交連電路就可以了。有興趣的讀者不妨一試，或許能發現什麼奧妙出來。

Pro--216

這個線路我想大家是最熟悉了，它來自ESS的前級。在三年多前，國內大概已有四、五千人試裝過它，現在我們仍把它列入到SF2000系列一併整理，以免有遺珠之恨。

有關本線路之特點及裝制要領等，過去已談的太多，於此不再重述，僅把線路資料及線路板刊登如下。

電源供應部份的設計

在SF2000系列計畫中，我們預計使用的標準電源有兩種，一是±15V，一為＋30V都是可調的穩壓電源。

變壓器只用一種規格，即15－0－15V(300mA)，整流及穩壓部份則有Pro1515及Pro30兩種線路板，前者供給±15伏的電壓，後者供給＋30伏的電壓。唯一缺憾是，每一機箱內，只允許使用一種電源，除非變壓器另訂一種規格。

再者，計畫中，凡隨機箱供應的變壓器，其次級引線都附上了三腳插座，當插在SF1515線路板時，SF1515即可輸出±15的電壓，反之插在SF30時，則可輸出＋30V的電壓。

以下僅將兩種電源電路的設計簡要說明之：

Pro--30

1. 30伏交流電壓經D1~D4 全波橋式整流後，1.41倍的直流電壓立刻出現在C1兩端，C1 擔任直流能量供應，所以容量至少為2000μA，否則電壓會偏低。
2. C1 的電壓直接加到Q1 集極，並經R1到基極，由於R2 及Q2 以後，均尚未有電壓，Q2 不導電，是故R1使Q1 射極出現電壓。
3. Q1 射極電壓立即經R3 R4 及VR的分壓加到Q2基極，此時Q2射極尚無電壓，是故只要射極超過0.6V電壓Q2 就導電了，Q2 的導電使的經R1 到Q1 基極的電壓被壓低，限制了射極電壓的快速上昇。
4. R2把一點點電壓傳給C2 ，C2 緩緩充電，Q2 的射極電壓緩慢上昇，使得Q1 基極電壓亦步亦趨，緩緩上昇。直到一平衡點停止。
5. 當負載加大時，因Q1本身之內阻使得輸出端電壓有些壓降，則連帶地使Q2 的基極電壓下降，但因射極電壓是穩定的，所以Q2 的導電變小了，相對的R1 的電流多流回Q1 降低了Q1之內阻，由是穩壓及反紋波作用就此產生。
6. 輸出電路計有兩組，一組是直接的，另一組則經一T型濾波，可視實際需要使用，兩組輸出均用插座和放大器連接。
7. 本電源電路是可調的，視ZD及VR(或R3 R4 )的分配而定其範圍，如附圖的設定約是由25V~30V可調。

Pro--1515

本電路基本結構與Pro--30相仿，只是多加一組負電源而已，同時變更可調的範圍約在15~18伏間。如果要低於15伏使用時，可接第二組輸出，算好降壓電阻即可。