高速OP運算放大器試作(下)

原文刊載於音響技術109期

/丁勇宏

為了克服漂移這個分離式放大器的剋星，原來的電流鏡可變動為威爾遜電流鏡。其輸出入電流的誤差極少，以單晶結構可由於各個電晶體間的VBE及hFE值的正確配合，與特性相近的優點及對溫皮漂移的匹配而獲得佳結果(如德州儀器便有此系列的TL010電流鏡得專用IC)，但是做成分離式仍有瑕疵，癥結還是熱梯度的平衡問題。可從電壓差看出，溫度漂移匹配晶對之間仍有近似於兩倍的功率損耗。而以串疊改成圖12(b)時溫度漂移匹配晶對的電壓差使可以由外加的VZD控制完全一致，所以考慮用分離元件試作，還是選擇了後者。不過若讀者能買到德儀的TL011，是大可以將之代入此處。

至於輸入級，雖然串疊很顯然可以由FET的降低而使偏離漂和雜音減少，實際上負載對VDS的影響只有約+_25mV的變動(如104期所論，亦可以由示波器看出個梗概)，除了做MC唱頭放大器而要求更低的雜音特性(當然此時等效輸入雜音受到元件的雜音因素影響，還必須選用極低噪音管或予多對併聯使用)，或使用高壓供電等之外，在靜止空氣中，如整體封裝成模組或是裝在機殼裡的特性，應該是很可以接受的。考慮及此加上輸入級的放大度並不大，故未予變動。

頻寬的選擇對此結構而言，由於NS資料手冊上記載得很詳細而可以說非常富彈性。在過去往往忽略功率頻寬而只注意到小信號頻寬，自從SID被動視後才發現接上負載後的放大器驅動能力才是問題的所在。因此正弦波信號的最大轉折發生在零軸交點處，即Vo=VpSin2f，微分後(dvo/dt)t=0=2fVp得：SR=2fmaxVp,或fmax=(SR/2Vp)。。所以根據所要輸出峰值電壓Vp和最大功率頻寬FPFmax或fmax就可以求得最低限轉折率。對LH0032(大部分亦然)放大器來說，輸折率就是初級對信號變化的響應能力。因Q3和Q4串疊放大級的無米勒效應，故可以很理性地獲得SR=(3Ma/Cc)，Cc表2.3腳的補償電容便可以獲得所要轉折率和頻寬。又因交流分析知第二級放大率當受緩衝級晶體的hFE參數影響(可做高增益迴路實驗，變動負載看出變化)，故若須更高開路增益和負載驅動能力，緩衝級便有改變的必要。同時為了避免在頻寬─增益曲線上造成由各種非理想化放大器導致的不當優勢極點，對第二級還是要根據所須增益和頻寬做限制補償。可參照手冊中附圖各種補償和單增益補償看出。另一方面，因元件功率增益惡化導致的雜音因素增加，其雜音也須除去，由實驗中看出，ｃc補償電容值在10pF左右時最具邊際效應。

變動後的電路見圖14，是個可讓較苛求讀者和電料行老板都眉開眼笑的電路，因它不必非用單晶片配對電晶體不可，而多用了幾顆電晶體補償。希望讀者不會再認為電路上沒有補償電容的使用而仍能穩定工作點便是低TIM，(人云亦云不足取，要能像唐主編鼓勵洪先生短路ESS-500輸出端的求證精神和做法才是大快人心)另外，還得要考慮寄生電容和潛佈電容這些看不到的東西，其對電路的影響而從頻寬、輸入動態範圍和對負載驅動能力甚至於實用性著手，才能真正獲得低失真。無TMD的放大器。

所有的工作點可參考LH0032或自行依所須頻寬和雜音而變動，甚至於輸出緩衝級改用最高級的LH0063型式，做極高速運算放大器。注意原來第二級也有本身的工作頻率限初，也需變動，但已面目全非不擬再討論。有興趣的讀者可參閱LH0024、JC-2平坦級和LH0063自行組合運用。

設計PC板時先將所用零件插在萬用板上，極易一一排列組合，為了想密封做成模組樺膠熱隔離，而排成正方形最密集且佔最小空間。決定了走線圖再用透明膠片一面移貼膠點，另一面走線，幾番折騰做了雛型機，其成果的確不凡，頻寬輕易就超過1MHz而雜音依然不錯，體積小易於組合運用而不怕小機箱。這樣的結果固然因本身原就是屬於儀器等級，而且大改往昔之速度不足缺點，比諸MarkLe_vinson等頂級機不應遜色，朋友，有興趣大家一起來。

在全部實驗階段裡，參考資料手冊說明和技術文中應證，做單增益補償的隨耦器時，特性反而變差(正如同所有外部補償運算放大器然)，是因原來開路頻寬曲線非呈純十倍頻率增益滑落20dB的單極點系統，致使相位不足而易使輸出有鈴振甚至振盪的現像。最好的隨耦器是射極隨耦形態，故NS也另有生產如LH0033.LH0063等單增益隨耦器面市，只是價錢不斐，臺幣也要好幾千。附上LH-0063電路圖如圖15供讀者參考，它的轉折率有6000V/usec。

如果要就運算放大器做單增益隨耦器應用時，要如何改進以獲得快速穩定的響應呢？參考NS的LB-42(或參考開發書局的積體運算放大器原理及各型運用一書P.273)，節譯如下，希望對擁有LF357的讀者能有更多的應用。

有許多運算放大器用做單增益隨耦器時(亦即對反相輸入端做全回授)，驅動高電容負載會呈現極重鈴振甚至振盪的結果。比方說LM110隨耦器可正常地驅動50pF的負載電容，但因開路輸出阻抗的滯後現像而無法驅動大到500pF的負載電容。若形成滯後的頻率與該放大器增益頻寬乘積相近，且相位邊際(PhaseMargin)減到零時便會振盪。

雖然這問題的解決方法尚未普遍被知道，圖16的一般問題分析也差不多有效。已知增加運算放大器回授網路的雜音增益，可改進對電容負載的容忍力，圖16中使R2=Rf/10即可做到(串入當電容C2可防止直流雜音增益同時增加，避免直流偏離、漂移和精度的惡化)。

若運算放大器的增益頻寬乘積為1MHz,R1=Rf的閉路頻寬為500KHz。增加的R2=(Rf/10)將閉路頻寬降為(1M/(10+1)=90KHｚ，放大器便能容忍更大的負載電容

雜音增益=(Rf/R1)+(Rf/R2)+1,(交流)

雜音增益=(Rf/R1)+1(直流)

若用R3和C3代入也有同樣結果，此時的交流雜音增益為：1+(R4/R3)+Rf/R1+(Rf/R1)(R3+R4/R3)

當R1開路時，交流雜音增益為：〔(R4/R3)+(Rf/R3)+1〕。可知R3愈小和R4或RF愈大,都會增加雜音增益。

特別是當Rf須為零時，如隨耦器，雜音增益可因加入大的R4和小的R5而增加，如圖17所示。若Rs很小，交流雜音增益是(R4/R5)+1。(若Rs很大且為定值，可不用R49，增音增益便是(Rs/R5)+1。)對LM110/LM310等，推薦使用R4=10K，當R5=3.3K，C5=200Pf時LM110可穩定驅動至600PF。

這技巧的另一應用是用來一個高轉折率的快速隨耦器。LF356可用做隨耦器，但是LF357必須使用在最低"Av=5"上，這是因其內部較大的電容僅能做「不全補償」(decompensated)。大部分使用者不曉得以LF357做隨耦器其實很簡單。圖18中的LF357在Rs<1K下有快速的穩定響應一如LF356然，但轉折率的典型值有50V/usec，而不是LF356的12V/sec。

同樣的，LM349是四包裝的不全補償快運算放大器，其雙極性輸入級須有相當偏壓電流，最大值是200nA，故正和負輸入端上的電阻值最好相等，如圖19所示。LM349有2V/usec的典型轉折，可以比只有0.5/usec轉折的LM348(如同LM741)更快而且不失真的處理音頻信號。同一方法用在LM101時只要5pF的阻尼電阻，是因為這類電路有較快的轉折，而當訊源阻抗Rs增大時頻寬將降低，而增高雜音增益又使交流雜音增加。然而大部份近代運算放大器都有低雜音，10倍的雜音增益將使輸出端雜音大為增加，使用者必須反覆檢查以確使不致不符所需。

如果串聯電容遠大於必要值，會使雜音相對增加，一般如圖17選用時，可依下列式子決定(fv=運算放大單增益頻寬)：

C5min=4.(1=(R4/R5))/2R5.fv=R4+R5/(/2).fv.(R5)

要有最好的結果，選擇C5的設計中間值為C5min的2到3倍。

最後，隨上試作的線路PCB，見圖20，和一些測試照片，線路上CA至CD除Cc一定要用以外，其他視情況而定。即然名為快運算放大器，所以100KHz以下未為所測，但看方波響應在100KHz仍幾乎重疊，便可知其不凡(注意測試為20Vp-p輸出，1K負載，且其負載最大可到100歐姆保持線性)。測試時以擁有的函數信號產生器根本不夠看，一時也借不到更高頻的儀表，故頻率上限儀器還可以看看的1MHz方波。原本想再將接腳規格化，以模組規格設計便於和原裝模相比較，但上船在即只好做罷。來信回覆會有相當延遲也請海涵。