浮壓式A類放大器製作（下）（本文原刊載於音響技術70期） 文/黃世昌 |
| IV.仿製開始﹕
動手以前，若對浮壓理論仍不永心，不妨將圖六再做一遍，但改用變壓器作浮壓電源，經整流濾波後加在電容上，電容中點接入信號產生器，以正弦波加入，然後以示波器觀察電容正負兩端之波形。通常可以發現電容兩端之波形是與輸入信號完全相同之正弦波，如果示波器是雙線輸入（如有四線轉換器的更好），將可以看到輸入信號分別與正負電源端之波形的同步情況 ，並且可以看到波形間之DC電壓差是始終保持恆定的，這證明了浮壓的可行性。如其不然，一定那裏弄錯了。
兩片SF-106用示波器觀察，都稍有輕微高頻振盪，在第二電壓放大級晶體 之基集極間併入一只20pF電容後消失。頻率響應自20~20KHz內完全平坦，已合乎一般要求，至此可以開始連接。連接前先劃下簡圖如圖七，以確保連接無誤。
實驗部份所用之零件，原可以將之定型製為成品，只須將已實驗完成之單元複製一組即可。但作者更大的企圖是另找一個線路，以為作者自己做這一次「有意義」之實驗留個紀念。這樣一來，所有的一切，都必須從頭再來，並且肯定除了自己動手以外，別無他途。 新的線路仍然是全互補對稱型，理由是除了相信會有較好之特性以外，一般完成品在使用一段時日後，使用者往往會莫名其妙地對放大器發出怨言，原因之一，祗為線路之不合時宜，全互補對稱型線路之一般評價，將可以延遲這種心理狀態之早日來臨。
實測結果，在電源±50V輸入為1Vrms時，至20KHz時全無衰落，至100KHz 大約在-2dB上下，加有串級放大者，稍優於另一組，100KHz輸出時為1K時之 80%(-1.9dB)。這樣的差異，由於頻率遠大於聲頻，實不足以作為採用憑藉。 將第一片SF-106二度修改，串入一對A872A / C1775A在Q1、Q3之集極上方以為串級（仿雙快槍型式），略作修改後再與第二片SF-106比較，實驗條件不變的情況下，至100KHz時，幾無差距可言。
作者沒有進行第四次修改實驗，乃基於改善有限之心理。然而作者最後試製時，仍作了部份修改，除了第二電壓放大級採達靈頓以外，又串了一枚晶體作為串級放大，雖然如此，作者也瞧不出有任何明顯的改善─以上的修改，若以失真儀測量，或許可以回答。 圖九為最後定型的單一放大級，當作浮壓Ａ*類時，仍必須使用兩組為一聲道。 V.再修改：
從跟本上使相位問題降低到０，當然是理想的解決方法。不過，就一個業餘者來說，這種改善將因困難重重而變得不切實際。除此而外，對一個已全然了解上述問題的人，應該可以想到，如果太小的樊籠兜不住一隻慎怒掙扎的獅子，改用大一些的將是個好方法。我的意思是：如果放大器在額定輸出或最大輸出之前，輸出信號己瀕臨電源波形之邊緣，且有越軌之顧慮時，把浮壓電源之靜態值稍稍提升，此顧慮將因包絡之擴大而稍稍紓解。較大之相位差應有更大之游刃空間，意即要把浮壓電源提升得更高。但過高之電壓將與浮壓之基本理論背道而馳，如此將逐漸抵消它超低熱耗之優點。一旦把浮壓提升至±10V或±20V以上仍不能有效地「圍住」P1之輸出信號。這表示兩放大級間之相位問題已嚴重到不像話的程度，作者建議應當重新考慮相位差之改善或另起爐灶，否則，乾脆改為傳統之A類方式。老A類除了多損耗一些熱能以外，使用者至少可獲取一些心理平衡─作者相信，使用者之心理狀態將是肯定機器好壞之主要因素之一─一旦心裏起疑，百萬器材終將棄如敝履。 以上敘述，並非危言聳聽，至少Technics並不排斥相位問題之事實。當相位問題已然存在並且有威脅性之時，業餘者嘗試去進行與廠家相同方式之改善工作，顯然是不智之舉。作者在尚未受到相位問題威脅之前，心裏已極端不舒坦，在經一段時間考慮後，決意放棄已完成之結果，另謀出路，所以，一切只好重來一遍。 完全拾棄原來之線路是不可能，比較經濟的作法是從原線路再出發。作者首先想到的是「二合一」─把兩組線路「濃縮」為一組。既然兩組相同之放大級間免不了會有相位問題，如果可以找出發生相位問題之主要所在，適切地除去這一部份元件後加以合併或許是可行的方法─如果此法果然可行，我們應當了解此舉絕非為了省錢，而是要改善相位問題，相位問題背後或許還有一些未曾留意的問題能夠同時獲得改善，它們絕對也比省錢來得有意義；明白地說，省錢不過是改善可行後之一個「附加價值」而已。 這一次的實驗仍然在兩塊SF-106及已成之圖九線路板上進行，作者沒有把握去找一組有嚴重相位問題之PC板來進行實驗。書本之印象與實驗結果都證明同一事實：同信號驅動時，具有電壓增益之放大級將比無增益者產生更明顯的相位。這說明了兩相同放大級所以會有不同之輸出相位，大部份是由具有增益之電壓放大級所引起，第一組放大級之輸出對輸入所產生之相移如果不同於第二組，一旦輸入併連，兩輸出端之間免不了便有相位問題。假若經由有效之調整可以使得有較大相移量之一組放大級 ，降低至與另一組相同，則兩輸出端之相位差異將可以降到最小（當於，相位問題絕不是像代數１加１等於２那麼單純而已。） 問題又來。即使相位果然可以調整，但要達到所謂有效調整，卻仍是不可預期之事，很可能付出與所得會形成極大的不平衡比例。不過，作者前面提到過的「二合一」─把兩個會產生相位問題之電壓放大部份合而為一，使它失去作相位比較之機會。以這合併的信號去驅動兩組輸出級（電壓增益為１），兩輸出端的相位差異將會變得微乎其微。是則主輸出端（０／Ｐ２）之輸出信號不但不會越出浮壓電源兩端，並且可以在最小相位差之情況下，與浮壓波形保持同步─作者如是想。
接下來的問題是：如何以一組電壓放大級之輸出去同時驅動兩組需要不同偏壓的輸出級。前文提及，P1、 P2之輸出級分別工作在A類、B類，在圖九中，輸出級是三級達靈頓串接，B類工作方式下，大約要有3.6V（0.6*6）的偏壓，A類則在3.6 V以上，最高視情況可能疊加1V以上，這樣兩組不同偏壓，如何能以尋常放大器之單一偏壓來應付？作者考慮到的只有修改一途：
3.6V之偏壓必須有一部份分配到輸出端之射極電阻上。這個方法看來可行，實際上卻是麻煩。以Q9、Q12之集極端看出去，其負載阻抗相當於那兩級Darlington 輸出級所呈現之低值，較原定阻抗少得太多，顯然不理想；並且由於圖十一b中之Q19、Q20仍須工作在高電壓，其後不經緩衝即銜接大電流之輸出晶體，在靜態時可能要流過將近100mA之電流，顯然負荷太重。
圖十二的線路明顯地繼承了圖九的實驗，而僅作小部份修正，其中並包含了雙快槍後級之第一電壓放大級、回授網路及Bessel濾波器。第二電壓放大級之輸入端作部份修改，原先使用了兩對D667/B647兩兩串接作Darlington輸入 ，取得極高之電流放大率，減少本級對前一級之影響，實驗裏不能顯示出這種差別，即便有差異，使用一枚高Hfe值之晶體來代替Darlington輸入，或給予前一級較大之工作電流，前述差異可以減低到無形。這裡使用一對2N5210 /5087充為Q7、Q8射極接有電阻，做為本級負回授以限制過大的增益。由輸出級為三級Darlington串接，有極大之電流增益，任何輸出下，輸出從本級汲取之信號不過１ｍＡ，這表示本級靜態工作電流僅須數ｍＡ即可工作於Ａ類。Q7、Q8的輸出不直接接輸出級，仍仿第二級方式，接一只晶體作為串級放大。因為線路之結構方式，Q9、Q10基極使用固定偏壓，偏壓值由R26、R28與R27之比決定，在電源為±65V時，Q9、Q10之基極距正電源電位約５Ｖ左右，這樣的安排，使得Q7、Q8工作在極抵壓，大部份電壓出現在Q9、Q10上面，當本級電流設定為5ｍＡ時，Q7、Q8之消耗不到３０ｍＷ，Q9、Q10卻在十倍以上；後者應當使用１Ｗ級以上晶體，並予適當散熱。輸出級晶體的偏壓由D5、R31、VR1、R32、D6與Q19組成，可分別供應兩種偏壓給予兩不同工作狀態之輸出級，當電流流過時，D5、D6可產生大約0.7V之穩定電壓，並且在相當範圍內保持恒定。這項特性得得放大器在正常使用情況上輸出時，不會有不穩的現象。 由於D5、D6的存在，當Q21調出3.6V偏壓時，Q9、Q21之兩集極將有5.0V之壓差，這項數字是固定的。由於兩輸出級晶體俱作相同安排，是以浮壓Ａ類輸出端之射極電阻將分到比較多的偏壓─但切莫以為是0.7V（上下共1.4V）。換句話說，D5、D6所產生之0.7V，不可能完全反映到射極電阻上面。一般功率晶體在剛剛導通的情況下，其VBE值約0.55~0.6V左右，隨著導通越多，VBE相形增大，自0.6~0.8V不等，這樣連續三級下來，實際分配到射極電阻之偏壓僅約0.2~0.4V而已，確實數值依靜態電流而定，靜態電流又受射極電阻局部控制，三者皆無定數，是則A類輸出級之射極電阻將無法依傳統方式事先設定，或以計算方法求出，而必須以個別試驗方法取得─這正是本機缺點所在。
要注意圖十三中之鍋箔引線，部份晶體接腳排列係依日製晶體TO-126型繪製，決不適合如2N3440/5416等TO-5型晶體插銲。在14*12ｃｍ之面積上，PC板作了最大容納，除了輸出級末端之功率晶體以外，所有晶體全部插銲在ＰＣ板上。無訊號時，大部份晶體工作次A類狀態，兩出級之八只晶體大約消耗了2W之熱量，並經由4只微型散熱鋁片及大約170平方公分之銅箔面將熱量發散掉。在PC板平放時，發熱晶體旁之鍋箔面最高溫度不超過45度Ｃ，直立時降低至40度左右，以上均是在無風時測得。當以信號輸入，並加負載輸出時，其中有2只晶體因工作在AB類而使發熱增加，但此並不意味著總發熱量亦同時正比增加，因為有一半晶體在靜態時消耗了最大功率，動態時反而減少熱量之故。 因為地線乃另外自成一面，為避免忘記，裝製之初應先完成各訊號地點與鍋箔面之連接，並檢查銅箔那一面的銲點是否確實可靠。生手裝製時，常因為銲接點之溫度太低，以致造成冷銲而不自知，一旦開機，將因此造成意外損失。 輸入級之差動晶體應當選用已配對者，匹配之程度直接影響到輸出點在無訊號時電位，使用超高Hfe值的達靈頓晶體或許可以減少這種困擾。其他晶體可視實際情況採用，即使此後晶體不加匹配選對，也不致影響中點電位。但匹配後的零件將比不匹配的有更好的特性，雖然這些差異未必能被使用者察覺，但心理因素可能會彌補這個耳力不足的缺陷，而使得機器格外好用。
Q9、Q10之基極偏壓的設定直接影響號到本機的輸出功率。在相同電壓，本機的最大輸出功率將比一般設計的放大器減少幾瓦，此即意味在相同的最大輸出時，最大信號擺幅約略等於供電壓，在本機尚須扣除Q9、Q10之偏壓。過分的減少Q9、Q10之偏壓（即減少Q7、Q8之VCE值）來換取輸出卻是不值得鼓勵的嘗試。
最好利用自耦變壓器來慢慢提升工作電壓，一旦PC板有異狀可以馬上切除而免去災害。詳細的對電源、接線檢查再三，這個手續無論如何不可以省掉，作者相信很少人（甚至沒有）使用過浮壓理論來製作放大器，初次嘗試時，即使老手也有出錯的時候。 加上電源後，不必急著進行下一步驟；俟幾分鐘後仍無異狀時，可用三用電表量取經過RA、RB的電流，各約25mＡ及5mＡ左右，稍為出入仍然正常。順時針旋轉VR2某一角度，再量取一次，數值應較前次要。即使將VR2右旋到底，晶體也不致立刻燒毀，但RA、RB可能燒毀而使實驗不能繼續進行。調整VR2直到R33兩端電壓約2.4V（此時電流為5mＡ）即可，此時O/P1與O/P2兩中點電位可能不同，但必須在0.1V以內，這個數值只要是穩定，完成後不一定要加入伺服電路。 最後的工作，是完成Q19~Q24與R39~R46之連接，這些零件應鎖在散熱片上及其附件。作者從舊貨攤購得一只散熱座，並加洗兩塊PC板容納R39 ~ R46，所有與信號傳遞有關之零件最後全部聚集起，組成一獨立之放大單元。作者喜愛這樣的組合，雖然組合過程間要「浪費」大量的時間，並且因零件之過份密集而使測試號線增加一些困難，但單元化後之個體產生相當良好之視覺效果，即使如同真空管機一樣裸露在外，亦無不適當之處。 在散熱座上，作者每聲道使用6枚150W級之TO-3型晶體，其中A類輸出只使用一對。靜態時，兩只晶體總共消耗不到3OW之勢率，這個數字只是晶體Pc值之1/10以下，絕無顧慮。作者所以沒有使用多枚中功率晶體並聯，主要考慮與散熱片之配合問題，雖然後者理論上有更好之高頻特性，但在音頻內應不致產生可觀的差異；並且，就作者所知，採用如此安排之放大器，迄今為止仍然少之又少。 R45與R46完全是實驗出來的。作者先調整VR2，使Q25之VCE為3.5V時，Q19~Q22約流過60mＡ之靜態電流。作為B類輸出，60mＡ已足足有餘。此時Q96、Q10之集極間有4.9V之壓差，當R45、R46使用0.5歐姆時，靜態電流為0.8A，逐漸縮小阻值，電流並不完全成反比增大，主要是當電流增大時各級晶體之VBE同時變大，以致分掉若干電壓，當R45、R4 降低至0.1歐姆時，靜態電流約3.1A，剛好足夠150W/8歐姆使用。這個手續比較麻煩，如果使用中功率晶體，也許容易些。 調整後之VR2不應再有任何變動，為避免VR2因熱變質，應當使用良品或如同Amcron一樣，實驗後調換為固定電阻。完成後之放大單元是一只12.5*13*24cm之長方體，全重為3.5公斤。 整體結構中，電源系統佔了極大比例。作者一共使用了四只變壓器（每聲道之單一電源各用一只），濾波電容共用８只。照片中所見的四只供高壓B類使用，每只是15600u/75V。在未裝入機箱前，這些元件重量已達20kg。 作者試圖在市售品中找到一只可以容納全部件之機箱而不可得，最後只好修改浮壓電源，將高容量之濾波電容68000u/16V調換為12只1000u/16V，其實效濾波容量各為3000u，仍在要求以上。完成後的本機如照片。 作者不擬說明實際試聽時之聽感，這主要是主觀感受，唯憑個人口味而已，但為自己栽種而後所收穫的果實，必定較市售的要甘甜，則是殆無疑義的。 |
試製初期，尚不能肯定是否成功，為避免白費心神，線路使用現成者─作者向音技社訂了四片SF-106
PC板。SF-106為澈頭澈尾之全互補對稱設計，用為試製線路，再恰當不過。每聲道使用兩片，不過因為SF-106
PC板只規劃至電壓放大級外加一級電流放大級，故所用零件及外加電壓值均相同，毋需顧慮。另兩級電流放大用散熱片固定好，自成單元。準備好後檢查一遍，總計一聲道有四單元：兩片SF-106、 兩單元電流放大。
