「小天使」後級放大器原文刊載於音響技術第101期/唐凌 |
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最近，在將執務交給副總輯處理之餘，空出來的時間，我做了不少專案設計工作。 專案設計，由於個案要求之不同，在電路處理及零件選擇的態度與方法上，和理想至上的Audiophlie裝Amp實在有很大的差距。 Audiophlie式的電路設計典型是：
結果，原上是一件單純的事，卻出現了先放水後補漏的結果，能不令人扼腕三嘆？！ 請別訝異！乍看這個電路，連梁副總都大吃一驚，其他的人，我想就更不在話下了。 一對雙差動輸入級之後，接上一個電壓兼電流放大，然後直接就用MPSA06/A56的小晶體去推動40~60瓦的功率晶體了。 有問題嗎？沒有。有以下數字為證：
此時，你應該相信我們選擇Icmax=500mA小晶體，足能勝任Q3的角色了吧！ 掌握變數最是緊要主持音響技術務八年來，我最害怕的事莫過有書不看，拿起圖來之照裝的讀者，其剛愎者，如以6553/6556裝後級，一燒再燒，到最後丟下一句「我從未見過如此可怕的設計」算為自己下台；另一些糊塗蛋，燒了一次就往床下丟，不想想老編是否此中有詐？ 看清楚：這個電路可是經精確設計的，為要能響，為要不燒晶體，為了老編不挨罵，更為了你自己的面和謀職能，請親自計算一下以下的算式，以期掌握屬於你自己的變數。 差動放大器的設計：所謂差動放大器，在結構上，就如圖中Q1.Q2那樣面對面的排在一起(下面的一半極性相反，卻完全對稱，略而不談)。其動作的原理是：在靜止狀態下，假想流過兩個電晶體Ｃ─Ｅ的電流是一致的；例如，假想兩個電晶體的電流均是0.6mA。
由於兩個電晶體的射極被接在一起，然後以一枚電阻接到-Vcc去，那麼流過這枚電阻的電流必為0.6*2=1.2mA。 事實上，在掌握這個變數時，應該由R4下手，因Q1.Q2基極在靜止狀況下的電位0V，射極電位必為-0.6V(若非如此，此電晶體必然燒掉了，但我不希望你用三用表來證實這個問題，因為這像用地磅秤金飾一樣)。 -0.6V對於高達-35V的-Vcc而言，根本不值一屑，我們可大方地認定R4的端電壓就是-Vcc電壓。當我們希望R4要洩放(或通過)1.2mA電流時，算法是：
因為29k的電阻買不到，我們可用27k或33k，用「現實」來修正「假設」：
只要在掌握之中，小小的出入實在不必耿耿於懷。不要忘記，35V的Vcc也是假定的呀！假定變壓器的次響是正確的25V，而電力公司電壓也正好和變壓器初絕相吻合。事實上，這些都是不可能的，你只要記住這些變動的影響，以做為修正的參數就是了。 總之，你不該疏忽到錯將47K或15K的電阻裝在R4的位置上，果如此，就像電力公司在115V的電力線上送來200V的電壓，休怪燈泡品質或設計不佳。 流過Ｒ４的1.3mA電流，我們稱它為電流源，一個理想主義者，很容易畫蛇填足地把這個電流源改為恆流方式。 何以說以恆流方式處理是畫蛇填足？因為Q1的輸入，了不起到達2Vpp，易言之，R4的端電壓最惡劣狀況亦不過在設計值35V+-1V的範圍內，以：
的電流變動率，實在不足掛齒。 最有效率的聯結：如何選擇及處理Q1.Q2，並不如想像般困難，因為我們是在裝Amp而非裝儀表用的直流放大器。 如果你執意於Q1.Q2的配對，我不反對，但我可以告訴你，在此電路裡，它不必。它的具體條件只是：同一廠牌、同一批號的產品Hfe的差別不大於+-50%；這是生產上極易達成的要求。 1.3mA的電流源將平均地流過Q1.Q2，只是一種假想，所幸這個假想，在符合於上項要求的情形下，是不難達成的。就算它有+-50%的差異，由於Q2接於直流回授，也就變得無關緊要。易言之，你仍然可以假定Q1只流過的二分之一。 那麼，什麼叫做「差動放大」呢？你可以這樣想：當Q1的基極，由於信號的輸人，而被提升一點點，於是，Q1的導電增加。Q1導電增加，便意味著Q2導電減少，它們導電的總合始終等於是電流源1.3mA。 可以想像的，Q1的有效電流變化範圍是在0.65mA到1.3mA之間。我們希望用這樣的電流變化量來驅動，產生更大的電流變動量。 假如我們將Q1的集極直接接到Q3基極，這將造成最有效率，卻不易控制的聯結。
假定Q3的Hfe是200，0.65mA將使Q3的Ic到達130m(Pd=130Ma*35V=4.5W)，而Q4的Ic將更高達數安培以下，非冒煙不可。 是故在效率之外，還得顧慮掌握容易。具體的做法之一是：加上R3，做為分流。R3該用多少呢？先假想Q3的VBE為0.7V，這就是R3該有的壓降：
你應該知道0.65mA的電流除了流經R3之外，還有一點點該分給Q3，分多少呢？算算看，把R3定為1.2K時：
繼續算下去看能不能符合最末級靜止電流的要求。設Q3的Hfe為200，則：
設Q4的Hfe為50，則：
夠了，夠了。多餘的部份再想法子放掉好了。 就此決定R3為1.2K。 在一般的設計上，Q3總喜歡用達靈頓晶體。而事實上，一如上面計算，只要能肯定Q3的Hfe在200以上，實在也沒有浪費的必要，尤其是多加一個晶體並不意味著會更好。 接下來的問題是：我們如何掌握由Q1到Q3間最良好的關係？ 讓我們先將R5短路掉，此時Q3的BE間就像是一枚順向的矽二極體(順向電壓約為0.6~0.65V間)，由是，若R3的壓降小於0.6V的話，電流就不流到Q3去，若大於0.65V以上，電流全被Q3吃去。這意思就是說，Q3的電流變化若在0.65mA~1.3mA變化，那麼永遠只有0.65mA的電流流經R3，而多餘電流都會被Q3吃去(或者也可以說由Q3來供應)。 此時，Q3能吃到的最大電流是0.65mA(可說是由Q2上盜來的)。0.65mA乘上200的直流放大率，便有130mA的Ic，此Ic再去推動Q4，便可以產生好幾安培的電力了(設Q4的Hfe=50則130mA*50=6.5A)。 對於Q3，我們所能握的，只有Hfe大於200(否則就不能用)，至於其VBE究竟是0.6V還是0.65V呢？不知道。而VBE在此卻是一個差之毫釐失之千里的變數，我們非掌握它不可。 掌握的方法，就是加入R5，R5的加入，可以說是為Q3加入電流負回授，也可以說使Q3的實效VBE變得有彈性。 例如R5=10時，其壓降將在：
間變化。 R3加大了，對穩定性固有甚大幫助，然而卻會削減Q3的峰值驅動能力。 再算算看：當Ic(Q3)=130mA時，基極到+Vcc間的壓降(亦即R3的壓降)，高達1.3V+0.65V=1.95V，此時R3已吃掉了：
的電流，不但動不了Q3，而且也根本不可能，因為Q1最大只能供應(或汲入)1.3mA電流。 由於這樣一個因素，便造成了「電源利用率」低落的問題(當Vcc=+-32時，若電源利用率為接近100%，則輸出可達60W以上─公式是Vcc/8*RL)。 所幸，這一點對我們而言並不非常重要，如果你非裝到60W以上不可的話，有幾個因數可以讓你掌握：
如果你不執意於非60瓦不可，請用服務部供應的25-0-25的變壓器，我保證你至少可以得到50~55瓦以上的輸出力那5瓦的差別，是你與電力公司間的關係差異所造成的。 讓我們繼續下去。 輸出級的設計以60W為目標，功率晶體選擇的要領是：
輸出級的結構簡單透頂了，與一般電路有一絕大不同之處，就是加入了R6，我翻遍了所有名廠、名牌、名機的設計，從末見過有人加上這枚電阻，所以我就暫且稱這枚電阻唐凌電阻，以紀念本編之發明。至於R6將發揮何種優異的功能，後談，並且有賴於發燒友們協助我求證之。
先看直流設計：理想上，由上面的R5經QB到下面的R6，我希望其電流是一路而下，無所旁路的。 35V的Vcc在22K電阻上的電流是1.6mA。暫時地，你不去管它也罷。事實上在R6下端的十字路口上，情況並不單純。所幸，來電的方向永遠是R6及Q3。 R6是1.6mA，Q3則如前面算過的，是14mA(事實上，到最後我們要將它壓到大約在7mA以下，後述)，合計是15.6mA的電流，我們要透過QB的控制，限制其流向Q4基極的，只足夠產生大約100~200mA之間的靜態電流。 由於QB是裝在兩個Q4的基極之間的，其限壓性設計就變得異常單純。 仍然假定Q4的VBE=0.6或0.7V。那麼兩個基極間所需的電壓，就大約在1.2~1.4V之間。 如上，QB的選擇及設計要領便是：
將RA設定得與RB等值後，以下的事，非等動烙鐵不可。此暫時擱下，繼續討論其他問題。 唐凌電阻的創意性R6的加入，在靜態狀況下，有為Q3分擔偏流，降低Q3Pd的功能，而此功能卻非主要功能。 認識R6的真正效益，最好是曾經捲入真空管／電晶體及A類、B類、C類、H類的爭執中，當然，如果你玩過VFET就會更好一些。 最重要的一點是真空管的柵壓／屏流及屏壓／屏流曲線和電晶體ID/Ic及Vcc/Ic間顯然的差異。 在真空管擴大機中，即令是極接近於B類放大的設計，不工作的那一只管子，由於屏壓的上升，是極難於出現截流情況的，這如同兩個人拉鋸鋸木，始終保持於「拉」的狀態，只是此時我拉得重些，你拉得輕些，等一會你拉重些我拉輕些，大家都在「拉」─執此之故，設「推挽」放大是不通的，該說是「推─挽」放大。 這情況，在電晶體放大器中又如何？請你翻開任何「名機」線，看看它們偏壓變動的情況。
─找到類飲本文所述電路中的QB，基本上，這是一個恒壓式的設計，理想上，我們總希望不管是靜止或上／下半部導電，QB總維持著一定的偏壓。 ─此一想法，由於Q3(推動晶體)可能有截流的情況(QB失效了)，加上R7(射極電阻)的存在，跑出來一個大漏洞。 ─儘管做最好的打算，Q3不會截流，當上半部導電到峰值情況時(60瓦約為4A)，8歐姆的負載，足可使0.22的R7產生約0.9V的壓降，重疊到偏壓電路路，而使得另一不導電的功率晶體超越截流的情況到基電壓低次射極的惡劣(是否惡劣？待查)的情況。 這就如同兩人拉鋸，兩人始終趁著對方拉的時候鬆手，這樣效率固然高，而其間默契卻堪慮。 為防止它們間相互的偷賴，我們的方法就是改成A類，但A類的不夠效率及熱損耗，實難令人忍受。而我們的要求只是當A拉的時候，B永遠維持一點點不鬆懈的拉力就夠。這就「唐凌電阻」的功能。 「唐凌電阻」在理論上，似乎以用恒流源為佳，也就是不管功率晶體工作或不工作，放遠加給一點點固定的偏流，可是這個構想，由於QB的介入及R7的存在，變得不實際。 解決之道，是仍用R6，並且盡量降低R7值(我曾試過完全不用亦可)。R6的設定，不只關係到R7的大小，與QB和Q3的靜態電流均有密切的關係。在此，我僅提供讀者一個簡單的原則，那就是： 當我們無視次Q3及QB的存在時，使R6能令功率晶體產產生正常的靜態電流，則雖不中，亦不遠矣。以本例而言，我希望的靜態電流是100mA，功率晶體的Hfe是50，則Ib應為2mA，那麼R6值便是：35V/2mA=18k。 我期望於R6的是：在靜態的時候，提供功率晶體偏(2mA*50=100mA)，而由Q3來的電則流向QB，當然，兩者間可能有相當大的誤差，而更重要的事情是：當有一邊晶體導電時，R6的端電壓加大，於是它提供了更大的電流，此電流的一部份無可避免地會被QB分去(QB之VCE會略略增加，希望這增加量正好抵銷R7的壓降。)；另一部份(最好是一直維持靜態的情況)則仍「吊」著不導電的那個功率晶體。 如此一來，它應該有A類的效果才是。 還是要動手梁副總說：羅哲和老編都有不動手就能動筆的功力。其實，非也。你看他現在不動手，必然他以前曾經動過手，否則豈非胡說八道了嗎？ 話說要完成一個簡潔、優異的後級電路，早在我腦子裡徘徊至少半年以上。及至近日，由於所有的專案均已告一段落，遂有空下手完成它。 確定架構及電變數，大約花了一個晚上及一整天的上班時間，畫了塗，塗了畫，然後計算機不停地按。 到了下午五點左右，大致定案，向服務部索取了一對RET(C2578/A1103)及兩個6800uF的電容器，準備回家做實驗。 家裡的變壓器是28-0-28的，而且市壓經常高達125V，所幸手邊還有一大把A42/A92，不怕燒，而RET的耐壓，據副總告訴我是140V，也沒關係。 依據電壓的變動，我修正了兩枚電阻值，R4用33K，R6用22K。於晚飯後，開始動手。其中R3因為一時找不到1.2K電阻，暫時裝上1.5K的，RA/RB則均暫用1K，R7是0.47。 裝完，牽腸掛肚的，準備開始試機，電壓是+-41V左右，各中一枚0.47的電阻，接入電路。 POWERON！趕緊量量0.47電阻的壓降，幾等於零，放心。再量Vcc，確定仍是+-41V，沒錯。摸摸兩個Q3，不得了，由溫到開始發燙，趕緊又抓起表棒，量量R5的壓降，約有0.15V，算一算Q3的Ic及Pd為：
怪不得Q3會燙(L01.A42.A92及3440/5415等晶體可以燙到手指起泡，都不燒壞，所以我不急著關電源)。 無電不發熱，事出必有因，難道我一天一夜是白算了？非也，怪只怪方才我把R3暫用1.5K來代。關電源，找個5.6K電阻併在R3上，熟練的經驗告訴我1.5K需併成1.2K，其值約在5~7間，等併上了，再用計算機一算，果然不錯是1.18K。 再次開機，量量R5壓降，乘下0.04，Q3自然不燙：
比預想值略低，但無妨。此時，再量電源上0.47電阻的壓降，仍然不可測，表示Q4完全沒有進入狀況。 當然啦！RA=RB只握住了門把而未露出門縫。 把RA改為1.5K再試，Q4很快燙了起來，此時靜態電流約在450mA左右，迅又在RA上併上5.6K，靜態電流已抑至110mA左右，量量中點，大約10mV。把電表撥到AC50V檔，跨在輸出點上，左手輕觸輸入點，表針穩定地擺起來，經驗又告訴我，這是一個非常穩定的電路(如果表針一下打到底，此電路很容易起振盪)。 事情到此，電路是牽腸掛肚的，我不想接上喇叭測試，一來麻煩多多，二來容易疏忽而燒了喇叭。 翻箱倒櫃的，我找到兩顆過去經常用來做假負載試機的車燈燈泡，規格是12V/40W，兩顆一串，正好約8歐姆，以燈泡當負載，最大的好處，是你看得見。 先試滿載功率：正弦波、100、1000及10KHz，都是65Vp-p左右，此時Vcc已降至70V(+-35V)。 經過10分鐘，2060機箱所附的散熱片，已至燙手的程度，但未再繼續上升。半小時後去輸入信號，再量靜態電流，沒多大變化，中點也一樣，我深信此機的直流特性是非常優異的。 接著做一些簡單的波型觀察，以滿載輸出的情況而言，在20KHz以前的正、方、三角波及前後鋸齒波，均漂祝得不得。但到200KHz的方波就開始出現鈴振，輸入就有，可能是由於信號產生器和輸人抗不配所致，由於輸入輸出波形完全一致，且無明顯衰減跡象，暫此就不再追下去，至少由此可以料定本機的fT(-3dB點)必高至將近1MHz，由於它與電路板的排列有關，故此保留。
當我使用猝發波繼續觀時，發現一有趣的現象，波形仍漂亮得不得了，但猝發波降到只有９比１(９次關閉後振盪一週期)時，ＰＰ割切點明顯地降低了，略一思索，發現問題出在燈泡負載上，因為燈泡冷時，電阻較小，原來此機８歐姆負載時50W，4歐姆負載時輸出電壓將降低，這個現象不管是出於電源(電源壓降甚鉅已如前述)，或電路特性(主要是R3.R5的配置)，我也不去追它，因為它「很像真空管」。(標示阻抗為8歐姆的喇叭，在整個聲頻範圍內，有相當大的出入，這也是真空管和電晶體音色差異的主因之一)。 唐凌電阻有效嗎？最後，我所最關心的還是R7是否真起了作用的問題。 欲檢知是否對功率晶體起了作用，我而想到的只有兩個笨方法： 第一、 在滿載輸出的情況下，觀察出現於R7兩端波型的「底邊」是否「漂 浮」於0電平之上。此時最好使用雙線示波器，以其一線當作直流參考線，兩線對齊後，另一線跨接於R7兩端，觀察半波形的底是否浮起於0電平線上，並計算其值。若以輸出點示波器之共地，兩線同時觀察R7的波形時，其底部將呈現分離現象。 第二、調整示波品輸入靈敏度到最高(20mV/IDV)，用AC輸入無妨。調整信號產生器使擴機的輸出到達示波器接近滿刻度，約二週期。加上2歐姆或更低的負載，此時輸出若已降低，可再調整信號產生器之輸出，直到示波器有穩定而近滿刻度的波形。此時，若擴大機有輕微交越失真，便很容易觀察出來了。 很幸運地雨這兩關測試，我的原型機全通過了，只不過我還沒弄清楚這樣優異的特性，是否只在這電路上出現？而它和其他電路間的差距又有多大？看來，這些問題只有待我正式電路板完成之後，找機台機器和它較量一番了。
歡迎你一試綜合一下，這個電路有兩個非常突出的特點：
讀者若有興趣一試時除參考零件發表建議選擇零件之外，請確實依照以下步驟試機調整：
以上步驟進行完畢，再照一般的過程開始試機。 在此要特別說明的是：RA之所以用固定電阻而不用可調電阻，一來是個人習慣問題，而更重要的乃是當我們一旦真正進入電路狀況後，親自去計算並控制這個電阻的阻值，比用可調電阻來調整要可靠得多，且於一旦校準完成之後，予以銲死，將來不會碰到遇到可調部份就亂調一氣的冒失鬼。 |
