從LM3886/3875後級談Duo-β迴授網路設計吳立民 |
前言：在DZ設計LM3886/3875時，希望這是一部成本低廉、初學者易裝的機種。裝機者無須設定、更無須擔心太多疑難。因此，我們選擇了Duo-β迴授網路這個創意設計，不僅解決不少一般擴大機實務設計的難題，也同時賦予DZ首部後級擴大機多一點特色！ 正文這是DZ推出的第一部後級。兩年來，DZ推出DAC、前級、穩壓套件，卻連最根本的後級都沒有。有了後級，就可以直接驅動喇叭發聲，這種成就感是最直接的，也最適合初學者裝配。 當我們鎖定LM3886/3875進行實際規劃時，雖然著重在電路的簡潔、易裝、好聽，但更在意這部擴大機是否夠穩定？或者，我們是否能藉此帶入一些不同的觀念，讓讀者在享受裝機樂趣之餘，也獲得相對應的知識？ 讓我們先從傳統的負迴授網路討論起，看看會遇上什麼困擾，接著再進入Duo-β網路的探索！ 不能無限擴張利用OP設計前級或後級擴大機，其實可以非常的簡單明瞭：加個輸入電阻，搭上兩個電阻、一個電容構成的負迴授網路，這樣就是一部會響、而且可能響得不錯的擴大機。 當然我們的目的絕對不只讓擴大機會唱歌而已，要唱得好聽、唱得隨心所欲。對DZ而言，教導讀者如何掌握自己想要的聲音，遠比用大師姿態告訴讀者『什麼聲音好聽』更為重要。 控制聲音的第一步，就是充分掌握頻率響應的秘密。特別是眾所矚目的低頻，要沈、要強或者要清晰可人，其實都是幾個零件的變化而已，請讀者參考下圖：
當我們使用上圖的傳統迴授網路，並將C設定為100uF時，我們可以計算出-3dB點為：
讀者不難發現，我們可以透過增加電容值來壓低頻率下限，譬如加到220uF，可以將頻率壓到0.7Hz，又或者加到1,000uF，頻率下限可以到0.15Hz，夠厲害吧！ 問題是，電容能不能這樣隨意的增加呢？不行。因為一方面電容並非理想的元件，它會漏電、會有損失；而開機瞬間的脈衝也會讓這個電容瞬間充電，久久不消，反應到放大器輸出端，就是可怕的直流。直流是DIY大敵，但還有另一個更可怕的敵人：振盪。 迴授電容關振盪何事？簡單的講，迴授訊號從輸出端拉回時反相輸入端時，會看到這個迴授電容，如果迴授電容的容量太大，訊號就會『沈了下去』，也就是必須先對電容充電，等到電容吃得差不多了，迴授入反相端，造成迴授訊號的延遲。迴授訊號一延遲，輕則過衝（Overshoot），重則振盪，然後就毀了。 電路設計實在是很有趣的事，當我們『單純』從頻率響應下限的角度來思考時，就認為可以任意加大迴授電容延伸低頻；可是考慮到元件特性與進行更深入的交流分析時，赫然發現過大的迴授電容竟然也可能是造成振盪的因素之一！重複一次，由於迴授電容過大將造成迴授訊號的延遲，無論您怎麼拼命設計一個優異的放大器、想盡辦法提高輸入級速度，卻莫名其妙的被一個大迴授電容給拖垮，真是遺憾。 電路實務設計就是這樣，有時候很簡單，但懂得越多、卻越覺得不單純，需要更深入的探究才能竟全功。這就像小朋友學算數一樣，當只懂得加減時，就無法想像乘除運算的好處；當您只懂得加減乘除時，就很難理解微積分的強大好用。唯有不斷的理解、謙虛的學習，才能讓自己的設計越來越完善。 另闢途徑而行由於無限加大電解電容有存在的危險性，有造成直流偏高、振盪的顧慮，因此規劃DZ LM3875/3886後級（可增加VR控制音量，並預留VR孔位）時，我們採用了所謂的Duo-β技術，利用較為少見的迴授網路形式來解決上述問題。 首先討論輸出直流的問題。讀者可以回頭參考上面那兩張圖，正是一般迴授放大器在正反相輸入端附近的電路架構。 一般來說，當我們要求最低的輸出直流時，最好能讓非反相與反相輸入端看到的電阻一致。說來容易，網友可以去看看實際的設計，有哪個可以做到這點呢？非常、非常少。因為左側的Rin要求較高的數值（輸入阻抗應該高一點），右側卻很難使用太高的數值。迴授網路阻抗高，會造成較高的雜訊（高電阻、高雜訊，但這只是小問題），還會搞出個極點POLE，對音質大大不妙！ 不知何謂『極點』『POLE』，沒關係，只要記得一點，迴授網路阻抗不宜過高，其他的問題，以後再慢慢討論。 讀者或許問了，人家OPA134前級一邊用1M、另一邊也只是幾十K，怎麼輸出直流也不高啊？這是因為OPA134前級採用FET輸入OP，偏流非常、非常小，即使正反相阻抗不均等，也不致造成嚴重的困擾。 這個非反相、反相『看到』阻抗的問題，顯然在Bipolar輸入的OP上較為突出。雖然我們可以利用DC SERVO來控制輸出直流，但如果能用一些技巧解決，不是讓人更得意嗎？ 請參考下圖：
跟傳統的迴授網路比起來，Duo-β只是多了一個電阻，然後稍微改變一下電容的位置，看來非常簡單，但要想出這樣的結論，非得有無比的創意不可。這個網路勢將直流迴授與交流迴授區隔開來，對直流來說，C相當於開路（就是把C拔起來！），因此可以設定OP反相與非反相端看到非常趨近的電阻值。在實際設定時，我們將輸入阻抗Rin訂為47K，反相端的R訂為100K，僅相差一倍。或許讀者可以考慮提高Rin或降低R，但我們的考量比較複雜：一方面希望適度拉高R與R1的比值，又不能過度加大Rin（別忘了，Bipolar輸入），在聆聽、實測等多方面考量下，我們決定使用47K/100K這個平衡點。 降低迴授電容利用Duo-β迴授網路，除了可以解決輸出直流的偏移，也可以適度的降低『迴授網路阻抗』，或者從某個角度來看，降低那只迴授電容的容量。下圖中，我們列出計算Duo-β迴授網路低頻下限（-3dB點）的公式，與簡單的等校電路推導：
為了讓讀者容易瞭解起見，我們以LM3886/3875後級使用的數值為例計算：
在實務設計上，我們選擇了兩種電容數值，一種是100uF（併聯0.1uF塑料電容），提供較低沈的頻率響應；另一種則是10uF（Philips藍色塑料電容），提供較為乾淨、層次清晰的低頻。這也是使用零件的一些心得，100uF雖然提供較佳的低頻響應，但卻必須損失一些零件特性（電解電容畢竟不如塑料電容理想）；而10uF塑料電容低頻響應略高（但仍遠低於人耳可聆的20Hz！） 有興趣的讀者不妨自行推算一下；傳統負迴授網路使用1000uF迴授電容時，可以獲得0.15Hz的-3dB點，如果改用Duo-β迴授網路時，卻可能只需要一半的容量，甚至在電阻的設定上多一點技巧時，電容量還能再降低！ 如果網友曾經翻閱過電解電容的規格資料，不難發現一點，濾波電容的容量越大，品質就越不容易控制、特性也不完美。利用這個有趣的Duo-β迴授網路，甚至可以用上低容量、高性能的塑料電容，不僅保持低頻完整、還能讓低頻層次更明確，何樂而不為呢？ |
